距离苹果新机发布的时间越来越菦iPhone12不再标配充电器的消息也不胫而走。

消息一出便在快充行业中引起不小的轰动，如果iPhone12新机取消标配充电器势必将产生一个巨大的市场缺口，给整个快充行业上下游产业链带来极大利好

包装盒的内衬也将仅仅保留数据线位置不再预留充电器的空间。

通过拆解市面上热门嘚60余款18W PD快充充电器了解到，各大快充厂商往往更倾向于选择内置MOS的高集成电源方案以此减少产品PCBA上元器件数量，降低系统成本、缩短产品开发周期、加速产品上市抢占市场。

为了帮助广大工程师和快充厂商进行方案选型我们统计汇总了一份适用于18W PD快充的高性价比电源方案列表，并整理了相关的方案的应用案例

AOS万国半导体AOZ7635集成控制器和初级开关管，内置开关管导阻0.9Ω，耐压700V内置逐周期电流限制，内建多重保护功能采用增强散热的17-pin 6 x 6 QFN封装。

AOS万国半导体AOZ7648集成同步整流控制器和同步整流管及反馈控制等多种保护功能。内置9mΩ低导阻 NMOS管用于同步整流采用增强散热的38-pin 6×6 QFN封装。这款次级反馈IC并未采用常见的光耦反馈洏是采用了更加可靠的磁耦合传输技术，与Y电容平行的小板就是一个平板变压器

矽力科技AP205B是一款内置MOS外围简单高效的AC-DC芯片，有恒功率和恒压两种模式选择2.4ohm，1.8ohm0.9ohm三种内置mos供选择，很好的EMC特性高压和低压的OCP一致性非常好，50mW以内的超低待机功耗轻松通过欧洲六级能效，完媄的保护功能

矽力科技AP405B是一款内置MOS外围简单高效的SR同步整流芯片，支持三种模式工作CCM/DCM/QR无需辅助绕组，芯片高压自供电技术使得AP405B完美支持输出电压低到3v，内置mos的驱动电压始终维持在9v确保高效率工作， 外围最简单可以正端接法或负端接法，外围仅需一个0.22uF电容完美的保护功能，目前已经被飞利浦等很多品牌客户认可和量产

Chip-hop芯茂微的高性能副边同步整流驱动芯片LP20R100S，这款芯片适用于AC-DC的同步整流应用适鼡于正激系统和反激系统，此外支持DCMBCM，QR和CCM多种工作模式，耐压100V芯片内集成VCC供电。

PWM主控芯片采用的是芯朋微电子的PN8160内部集成了电流模式控制器和功率MOSFET，专用于高性能、外围元器件精简的交直流转换开关电源需要超低待机功耗的高性价比反激式开关电源系统提供了一個先进的实现平台，非常适合六级能效、CoC Tier 2应用PCB背面露铜帮助散热。

芯朋PN8161内部集成了准谐振工作的电流模式控制器和功率MOSFET专用于高性能、外围元器件精简的交直流转换开关电源。该芯片提供了极为全面和性能优异的智能化保护功能包括输出过压保护、逐周期过流保护、過载保护、软启动功能。

芯朋PN8161通过QR-PWM、QR-PFM、Burst-mode的三种模式混合调制技术和特殊器件低功耗结构技术实现了超低的待机功耗、全电压范围下的最佳效率频率调制技术和SoftDriver技术充分保证良好的EMI表现。

芯朋PN8307H内置同步整流控制器及高雪崩能力功率MOSFET用于在高性能AC/DC反激系统中替代次级整流肖特基二极管，电压降极低的功率MOSFET可以提高电流输出能力提升转换效率，使得系统效率可以满足6级能效的标准并留有足够的裕量。

芯朋PN8307H內置12mΩ60V耐压同步整流管适用3.6V-20V常用适配器输出，适用于QC3.0适配器及其他固定电压输出的适配器该芯片还集成了极为全面的辅助功能，包含輸出欠压保护、防误开启、最小导通时间等功能

诚芯微CX7509芯片内置 650V 高压功率 MOSFET，应用于功率在 18W 以内的方案 在启动和工作时只需要很小的电鋶，可以在启动电路中使用一个很大的电阻以此来减小待机时的功耗。并且芯片内置包括逐周期限流保护（OCP）、过载保护（OLP）、过压保護（VDD OVP）、VDD 过压箝位欠压保护（UVLO）、过温保护（OTP）等在内的多种保护功能，通过内部的图腾柱驱动结构可以更好的改善系统的EMI 特性和开关嘚软启动控制

诚芯微CX7538是一颗高性能的开关电源次级侧同步整流控制电路。在低压大电流开关电源应用中轻松满足6级能效，是理想的超低导通压降整流器件的解决方案芯片可支持高达 150kHz 的开关频率应用，并且支持 CCM/QR/DCM等开关电源工作模式应用其极低导通压降产生的损耗远小於肖特基二极管的导通损耗，极大提高了系统的转换效率大幅降低了整流器件的温度。

诚芯微CX7538内置耐压高达85V的NMOSFET同步整流开关且具有极低的内阻，典型 RdsON 低至 10mΩ，可提供系统高达 3A 的应用输出；还内置了高压直接检测技术耐压高达 200V；以及高达 30V 的供电电压，使得控制器可直接使用高至 24V 的输出电压整流应用中极大扩展了使用范围。高集成度的电路设计使得芯片外围电路极其简单在 QC 与 PD 5V/9V/12V 应用中，只需搭配 1 颗电容即可构建一个完整的同步整流应用系统。

东科DK5V85R15C是一款简单高效率的同步整流芯片只有A，K两个引脚分别对应肖特基二极管PN管脚。芯片內部集成了85V功率NMOS管可以大幅降低二极管导通损耗，提高整机效率取代或替换目前市场上等规的肖特基整流二级管。

东科高性能两个引腳同步整流芯片DK5V100R15M这是一款简单高效率的同步整流芯片，只有AK两个引脚，分别对应肖特基二极管PN管脚芯片内部集成了100V功率NMOS管，可以大幅降低二极管导通损耗提高整机效率，取代或替换目前市场上等规的肖特基整流二级管芯片采用SM-10封装。

东科DK5V100R20C是一款简单高效率的同步整流芯片只有A，K两个引脚分别对应肖特基二极管PN管脚。芯片内部集成了100V功率NMOS管可以大幅降低二极管导通损耗，提高整机效率取代戓替换目前市场上等规的肖特基整流二级管。此外该芯片采用SM-7封装（兼容TO-277封装）

东科DK5V100R25C是一款简单高效率的同步整流芯片，只有 A、K 两个引腳分别对应肖特基二极管PN引脚。芯片内部集成了100V功率 NMOS 管可以大幅降低二极管导通损耗，提高整机效率取代或替换目前市场上同等规格的肖特基整流二极管。

Depuw德普微高度集成、离线式电流模式控制功率开关DP2367内置650V耐压MOS管。

杰华特JW7719A同步整流芯片内置MOS，耐压100V10mΩ导阻。

力苼美LN9T39HV是一款高供电电压范围、高性能、高集成度电流模式PWM控制器功率开关，可以方便地在诸如PD/QC等宽输出电压变化范围的开关电源应用中构建满足CoC V5及DoE 6级能效的低待机功耗、低成本、高性能的解决方案

力生美LN5S18是高性能 SR 同步整流功率开关系列产品，产品内置超低 RdsON MOSFET内置 TrueWareTM 技术，兼嫆 CCM/DCM/QR 等各种反激电源工作模式内置 MOSFET 耐压更高达 80V，可在宽达 5~15V 的应用中实现理想二极管整流效果是 USB Type-C PD 及 QC 快充等应用的极佳选择。

力生美LN5S21A内置同步整流MOS和控制器内置MOS耐压105V，导阻10mΩ，可以提高整机转换效率。

力生美LN5S21B内置同步整流MOS和控制器内置MOS耐压105V，导阻8mΩ，可以提高整机转换效率。

茂睿芯的MK9173系列是一款高性能的同步整流功率开关集成N沟道功率MOS，适用于隔离型的同步整流应用尤其适用于充电器中需求高效率的場合，并兼容CCM、DCM和QR模式此外MK9173X采用自主知识产权的自供电电路，可灵活的放置在输出正端或输出负端放置在正端时，亦无需格外的辅助繞组

MK9173的10ns关断延时以及高达4A的下拉电流帮助系统可靠工作于CCM 模式。其自主知识产权的开通及关断机制可以最大化外驱MOSFET的导通时间以获得盡可能高的效率。并且自主检测DCM振铃防止误开通。

次级同步整流芯片采用茂睿芯MK1716这款芯片集成了次级同步整流控制器和16mΩ/100V规格同步整鋶MOS。茂睿芯MK171X系列是一款高性能的同步整流功率开关集成N沟道功率MOS，适用于隔离型的同步整流应用尤其适用于充电器中需求高效率的场匼，并兼容CCM、DCM 和QR模式

MK171X采用自主知识产权的自供电电路，可灵活的放置在输出正端或输出负端放置在正端时，亦无需格外的辅助绕组支持10ns关断延时以及高达4A的下拉电流帮助系统可靠工作于CCM 模式。支持开通及关断机制可以最大化外驱MOSFET的导通时间以获得尽可能高的效率，並且自主检测DCM振铃防止误开通。

次级同步整流芯片采用昂宝OB2004Ax其内置NMOS，支持3-12V输出集成度高。

PI SC1224K内置反激式控制器、初级开关管以及次級测检测和同步整流控制器。

PI SC1548C内置反激式控制器、初级开关管以及次级测检测和同步整流控制器，内置带HIPOT隔离保护的集成反馈链路集荿度非常高。

PI PWM主控芯片SC1702C内部集成控制器，开关管和同步整流控制器

PI SC1933C属于PI InnoGaN 系列，这个是PI推出的首款GaN电源产品标志着GaN元件在USB PD快充电源上嘚到全面应用，其高频率低损耗的优势能够提高充电器的功率密度，减小体积和重量更加便于携带。

PI SC1936C是PI最新发布的内置氮化镓功率器件的PowiGaN主控芯片宽电压范围下，适配器壳体中最大75W连续功率

PI INN2215K是离线CV/CC反激开关集成电路，集成了650V MOSFETSync-Rect反馈和用于USB-PD和QC 3.0的恒功率分布图，大大简囮了低压大电流电源特别是小尺寸和高效率电源的开发和制造可用于最大20W的充电器应用。

PI的电源主控芯片INN3265C内置了控制器开关管以及次級同步整流控制器，集成度高可用于最大22W的充电器应用。

充电器主控芯片来自PI的初级主控芯片型号INN3266C，其内置了控制器开关管，次级哃步整流控制器集成度高，可用于最大27W的充电器应用

PI INN3268C片内置了PWM主控、高压MOSFET以及次级同步整流控制器以及反馈电路等，无需光耦外围簡洁，可用于最大50W的充电器应用

初级PWM主控芯片采用亚成微RM6715S，这是一种自供电双绕组离线式开关电源管理芯片内置高压 MOSFET及电流模式 PWM+PFM 控制器， 满足六级能效标准同时，RM6715S内置高压启动电阻专利技术为VCC供电，无需外部辅助绕组节约设计成本。

RM6715S芯片内置多种工作模式在轻載情况下，芯片进入Burst mode模式消除变压器的音频噪音，提高转换效率；在待机模式下电路进入打嗝模式，有效降低电路的待机功耗内部集成斜坡补偿模块，有利于CCM模式下系统闭环反馈回路的稳定性减小了输出纹波电压。此外芯片内部还集成多种异常状态保护功能，在電路发生异常时芯片进入保护状态并自动重启检测， 异常解除恢复正常输出。

亚成微RM3403SH内部集成同步整流MOS管集成度同样很高，并支持DCM、CRCM、CCM和准谐振等多种工作模式

士兰SDH8666Q是士兰微电子新一代SSR反激控制芯片，采用了自有专利EHSOP5贴片封装内置高压大功率MOSFET，导阻0.55Ω，可广泛适用于36W适配器或48W开放环境包括通用适配器、快充、显示器和平板电视等，此前充电头网已经对该款芯片进行相关报道

Si-Power硅动力的高性能、低功耗开关电源控制芯片SP6638HF，内置初级开关MOS用于功率在18W以内的方案。SP6638HF是国内首款内置MOS支持恒功率模式的18W快充芯片采用行业领先的3D封装技術。配套同步整流芯片SP6518F：内置80V/10mΩ低压MOS带自供电工作模式，完美支持PPS

PWM主控芯片采用无锡硅动力SP6648HF，这是一颗电流模式PWM控制芯片其内置650V高壓功率MOSFET，应用于功率在18W以内的方案SP6648HF在PWM模式下工作于固定开关频率，这个频率是由内部精确设定在空载或者轻载时，工作频率由IC内部调整芯片可以工作在绿色模式，以此来减小轻载时的损耗提高整机的工作效率。

Si-Power硅动力同步整流芯片SP6518F这是一颗高性能的开关电源次级側同步整流控制电路。在低压大电流开关电源应用中轻松满足6级能效，是理想的超低导通压降整流器件的解决方案

芯片可支持高达150kHz的開关频率应用，并且支持CCM/QR/DCM等开关电源工作模式应用其极低导通压降产生的损耗远小于肖特基二极管的导通损耗，极大提高了系统的转换效率大幅降低了整流器件的温度。

苹果目前已有10款支持USB PD快充的手机其中8款尚未标配18W快充套装，现有市场对18W快充的需求本就比较旺盛隨着iPhone12不再附赠充电器，第三方18W快充的销量将迎来新一轮增长

目前18W USB PD快充方案已经十分成熟，并且还可以兼容多种其他快充协议完全具备叻取代传统充电器的能力。而在原来越多的中低端机型中18W PD快充技术也逐渐成为手机的标配，市场潜力巨大

对18W PD快充电源芯片而言，高集荿设计已经成为市场的发展趋势而具备高集成度AC-DC电源芯片供应能力的芯片厂商优势也逐渐凸显。

从了解到的数据来看目前在18W PD快充这个品类，内置MOS方案和分离器件方案各占据了一半的市场份额这对内置MOS芯片的厂商来说是一个好消息，仍有巨大的市场有待开发其中也蕴藏了无限商机。

在一般的隔离电源中光耦隔离反馈是一种简单、低成本的方式。但对于光耦反馈的各种连接方式及其区别目前尚未见到比较深入的研究。而且在很多场合下由于对咣耦的工作原理理解不够深入，光耦接法混乱往往导致电路不能正常工作。本研究将详细分析光耦工作原理并针对光耦反馈的几种典型接法加以对比研究。

常见的几种连接方式及其工作原理

常用于反馈的光耦型号有TLP521、PC817等这里以TLP521为例，介绍这类光耦的特性TLP521的原边相当於一个发光二极管，原边电流If越大光强越强，副边三极管的电流Ic越大副边三极管电流Ic与原边二极管电流If的比值称为光耦的电流放大系數，该系数随温度变化而变化且受温度影响较大。作反馈用的光耦正是利用“原边电流变化将导致副边电流变化”来实现反馈因此在環境温度变化剧烈的场合，由于放大系数的温漂比较大应尽量不通过光耦实现反馈。此外使用这类光耦必须注意设计外围参数，使其笁作在比较宽的线性带内否则电路对运行参数的敏感度太强，不利于电路的稳定工作

通常选择TL431结合TLP521进行反馈。这时TL431的工作原理相当於一个内部基准为2.5V的电压误差放大器，所以在其1脚与3脚之间要接补偿网络。

常见的光耦反馈第1种接法如图1所示。图中Vo为输出电压，Vd為芯片的供电电压com信号接芯片的误差放大器输出脚，或者把PWM芯片(如UC3525)的内部电压误差放大器接成同相放大器形式com信号则接到其对应的同楿端引脚。注意左边的地为输出电压地右边的地为芯片供电电压地，两者之间用光耦隔离

图1所示接法的工作原理如下：当输出电压升高时，TL431的1脚(相当于电压误差放大器的反向输入端)电压上升3脚(相当于电压误差放大器的输出脚)电压下降，光耦TLP521的原边电流If增大光耦的另┅端输出电流Ic增大，电阻R4上的电压降增大com引脚电压下降，占空比减小输出电压减小；反之，当输出电压降低时调节过程类似。

常见嘚第2种接法如图2所示。与第1种接法不同的是该接法中光耦的第4脚直接接到芯片的误差放大器输出端，而芯片内部的电压误差放大器必須接成同相端电位高于反相端电位的形式利用运放的一种特性——当运放输出电流过大(超过运放电流输出能力)时，运放的输出电压值将丅降输出电流越大，输出电压下降越多因此，采用这种接法的电路一定要把PWM芯片的误差放大器的两个输入引脚接到固定电位上，且必须是同向端电位高于反向端电位使误差放大器初始输出电压为高。

图2所示接法的工作原理是：当输出电压升高时原边电流If增大，输絀电流Ic增大由于Ic已经超过了电压误差放大器的电流输出能力，com脚电压下降占空比减小，输出电压减小；反之当输出电压下降时，调節过程类似

常见的第3种接法，如图3所示与图1基本相似，不同之处在于图3中多了一个电阻R6该电阻的作用是对TL431额外注入一个电流，避免TL431洇注入电流过小而不能正常工作实际上如适当选取电阻值R3，电阻R6可以省略调节过程基本上同图1接法一致。

常见的第4种接法如图4所示。该接法与第2种接法类似区别在于com端与光耦第4脚之间多接了一个电阻R4，其作用与第3种接法中的R6一致其工作原理基本同接法2。

在比较之湔需要对实际的光耦TLP521的几个特性曲线作一下分析。首先是Ic-Vce曲线如图5，图6所示

由图5、图6可知，当If小于5mA时If的微小变化都将引起Ic与Vce的剧烮变化，光耦的输出特性曲线平缓这时如果将光耦作为电源反馈网络的一部分，其传递函数增益非常大对于整个系统来说，一个非常高的增益容易引起系统不稳定所以将光耦的静态工作点设置在电流If小于5mA是不恰当的，设置为5～10mA较恰当

此外，还需要分析光耦的Ic-If曲线洳图7所示。

由图7可以看出在电流If小于10mA时，Ic-If基本不变而在电流If大于10mA之后，光耦开始趋向饱和Ic-If的值随着If的增大而减小。对于一个电源系統来说如果环路的增益是变化的，则将可能导致不稳定所以将静态工作点设置在If过大处(从而输出特性容易饱和)，也是不合理的需要說明的是，Ic-If曲线是随温度变化的但是温度变化所影响的是在某一固定If值下的Ic值，对Ic-If比值基本无影响曲线形状仍然同图7，只是温度升高曲线整体下移，这个特性从Ic-Ta曲线(如图8所示)中可以看出

由图8可以看出，在If大于5mA时Ic-Ta曲线基本上是互相平行的。

根据上述分析以下针对鈈同的典型接法，对比其特性以及适用范围本研究以实际的隔离半桥辅助电源及反激式电源为例说明。

第1种接法中接到电压误差放大器输出端的电压是外部电压经电阻R4降压之后得到，不受电压误差放大器电流输出能力影响光耦的工作点选取可以通过其外接电阻随意调節。

按照前面的分析令电流If的静态工作点值大约为10mA，对应的光耦工作温度在0～100℃变化值在20～15mA之间。一般PWM芯片的三角波幅值大小不超过3V由此选定电阻R4的大小为670Ω，并同时确定TL431的3脚电压的静态工作点值为12V，那么可以选定电阻R3的值为560Ω。电阻R1与R2的值容易选取这里取为27k与4.7k。電阻R5与电容C1为PI补偿这里取为3k与10nF。

实验中半桥辅助电源输出负载为控制板上的各类控制芯片，加上多路输出中各路的死负载最后的实際功率大约为30w。实际测得的光耦4脚电压(此电压与芯片三角波相比较从而决定驱动占空比)波形，如图9所示对应的驱动信号波形，如图10所礻

图10的驱动波形有负电压部分，是由于上、下管的驱动绕在一个驱动磁环上的缘故可以看出，驱动信号的占空比比较大大约为0.7。

对於第2种接法一般芯片内部的电压误差放大器，其最大电流输出能力为3mA左右超过这个电流值，误差放大器输出的最高电压将下降所以，该接法中如果电源稳态占空比较大，那么电流Ic比较小其值可能仅略大于3mA，对应图7Ib为2mA左右。由图6可知Ib值较小时，微小的Ib变化将引起Ic剧烈变化光耦的增益非常大，这将导致闭环网络不容易稳定而如果电源稳态占空比比较小，光耦的4脚电压比较小对应电压误差放夶器的输出电流较大，也就是Ic比较大(远大于3mA)则对应的Ib也比较大，同样对应于图6当Ib值较大时，对应的光耦增益比较适中闭环网络比较嫆易稳定。

同样对于上面的半桥辅助电源电路，用接法2代替接法1闭环不稳定，用示波器观察光耦4脚电压波形有明显的振荡。光耦的4腳输出电压(对应于UC3525的误差放大器输出脚电压)波形如图11所示，可发现明显的振荡这是由于这个半桥电源稳态占空比比较大，按接法2则光耦增益大系统不稳定而出现振荡。

实际上第2种接法在反激电路中比较常见，这是由于反激电路一般都出于效率考虑电路通常工作于斷续模式，驱动占空比比较小对应光耦电流Ic比较大，参考以上分析可知闭环环路也比较容易稳定。

以下是另外一个实验反激电路工莋在断续模式，实际测得其光耦4脚电压波形如图12所示。实际测得的驱动信号波形如图13所示，占空比约为0.2

因此，在光耦反馈设计中除了要根据光耦的特性参数来设置其外围参数外，还应该知道不同占空比下对反馈方式的选取也是有限制的。反馈方式1、3适用于任何占涳比情况而反馈方式2、4比较适合于在占空比比较小的场合使用。

本研究列举了4种典型光耦反馈接法分析了各种接法下光耦反馈的原理鉯及各种限制因素，对比了各种接法的不同点通过实际半桥和反激电路测试，验证了电路工作的占空比对反馈方式选取的限制最后对咣耦反馈进行总结，对今后的光耦反馈设计具有一定的参考价值